作者：英飛凌工業半導體
隨著功率半導體技術的發展，三電平拓撲廣泛應用在光伏逆變器，儲能PCS和UPS等各種系統中。在設計中，追求的重要目標是功率密度和性價比，充分挖掘逆變器的潛力，在不提升成本的同時增加IGBT模塊的輸出電流能力，同時提高整機效率。
CPWM簡介
在光伏逆變器領域中，CPWM仍然占據主導地位。常見的CPWM包括SPWM、三次諧波注入PWM，SVPWM等，這些調製算法的特徵是每相調製波形連續，功率半導體器件在每一個開關周期中都要開關一次。目前在三相逆變器中應用最廣泛的是SVPWM，其是基於計算的調製算法，具有成熟度高、數字化容易、直流母線利用率高、輸出THD低的優點。不同CPWM的調製波形如圖1所示。
DPWM簡介
DPWM的優勢在於其可以通過減少開關次數顯著降低功率半導體器件的開關損耗。與CPWM不同，DPWM的每一相的調製波會在三分之一個工頻周期內被鉗位到0或者1，由此可以減少三分之一的開關動作，進而降低開關損耗。這也是其被稱為“不連續”的原因。
如圖2和圖3(a)所示，在傳統的SVPWM中，每個開關周期會使用兩個零向量U0(000)和U7(111)，其會占據開關周期的中間和兩端的時刻。每個開關周期中有七段向量組合，由此又稱七段式PWM。而DPWM在每個開關周期中只使用一種零向量，從而每個開關周期中有一相的開關管可以不動作，如圖3(b)所示。每個周期中只有五段向量組合，由此又稱五段式PWM。
根據使用的零向量及其使用的時機不同，DPWM可以被分為六種：DPWM0、DPWM1、DPWM2、DPWM3、DPWMMAX、DPWMMIN。由圖4可見，不同DPWM的鉗位時刻不一樣，如果根據實際功率因數選擇合適的DPWM方式，使得電流最大的時候功率半導體器件被鉗位，那就可以最大程度的降低開關損耗。比如光伏逆變器的功率因數典型值為1，電壓與電流同相位，那麼採用圖4(b)所示的DPWM1的調製算法就可以實現最低的損耗。
仿真分析
接下來以320kW ANPC拓撲的組串式光伏逆變器為背景，對比不同調製算法的效率和溫升。仿真工況如表一所示
設計使用英飛凌針對300kW+光伏組串逆變器開發的ANPC模塊，型號為F3L600R10W4S7F_C22，封裝為Easy 4B，其IGBT晶片使用了英飛凌最新的IGBT7技術，並在D5/D6使用了SiC二極體來提高效率。其拓撲結構如圖5所示。IGBT模塊的PLECS仿真模型為英飛凌官網下載。
調製方式選擇為ANPC-1即T2/T3工頻動作，T1/T2/T5/T6高頻動作，全短換流路徑。將仿真工況結合仿真模型並在PLECS平台上進行仿真，換用不同的調製策略並記錄每個晶片的損耗如圖6所示，晶片結溫及整機效率如圖7所示。
當功率因數PF接近於1時，T1/D5/T4/D6同時產生導通損耗和開關損耗，而T2/T3由於開關頻率為工頻，近似認為只有導通損耗。兩種CPWM方法（三次諧波注入PWM和SVPWM）的損耗幾乎相同並且最高約等於820W。而各種DPWM的開關損耗顯著降低，其中DPWM1的損耗最低，僅為715W，比CPWM降低了約12.8%。這是因為其保證了最大電流流過開關管時無開關動作。受此影響，對應的最高結溫Tvj1也由CPWM的141°C降低到DPWM1的128°C。DPWM0和DPWM2具有相同的功率損耗，因為它們的鉗位區間相對於PF≈1工況的相移相反且移動程度相同，它們最適用於需要少量無功的工況。
總結：
- DPWM使得每相有三分之一個工頻周期開關管不動作，進而降低開關損耗。
- 不同DPWM的區別表現為鉗位區間的分布不同。
- DPWM1適用於光伏逆變器，因其鉗位區處於負載電流最大的區域
- 如果存在部分容性或感性無功功率需求，DPWM0或DPWM2是更好的選擇。
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