相信每個硬體工程師應該都用過DC-DC，那麼分壓反饋電阻的取值有沒有想過呢？
實際應用中大抵都是直接抄的手冊中推薦的分壓電阻阻值，就算沒有正好對應輸出電壓的分壓阻值，也一般是選擇接近的電阻大小。
但是，總會有個別人可能想過：我想降低系統功耗，因此想讓FB的分壓電阻成倍增大，那到底有沒有風險呢？
開關式 DC / DC 轉換器擁有相對較高的效率，因為它們通過一些低損耗組件（例如；電容、電感和開關）為負載提供電力輸送。高效率帶來更長的電池使用時間，從而延長便攜式設備的工作時間。
對低功耗 DC / DC 轉換器而言，典型的電阻式反饋設計均要求分壓器電阻器（R1+R2）具有非常大的總電阻（高達1MΩ)。這樣可以最小化反饋分壓器的電流。該電流會加到負載上．因此如果反饋分壓器電阻較小，則電池必需為相同負載提供更多的電流和功率。這樣一來，效率也就更低。這種狀況並不理想，特別是在一些需要長時間使用電池的便攜式應用中。
反饋電阻較低時，低負載的效率下降。本例中我們使用RT6253BHGJ6F，其中 VIN =5V. VouT =1.8V，並且啟用節能模式。在高負載電流下，負載功耗遠大於電阻式反饋網絡的功耗。這就是不同R1和R2值的效率會集中在高負載電流的原因。但是，在低負載電流下，不同反饋電阻的效率差異更加明顯。這是因為，分壓器的電流主導了負載的電流。因此，要想擁有更高的輕負載效率，一種較好的設計方法是使用產品說明書單中建議的大反饋電阻值。如果在某個特定設計中輕負載效率並不重要，則可以在對效率無明顯影響的情況下使用更小的電阻。
我們剛剛討論了如何利用大反饋電阻來提高效率。然而，選擇的電阻過大則會影響轉換器的輸出電壓精確度。因為存在進入轉換器反饋引腳的漏電流。
上圖顯示了電阻式反饋分壓器（R1和R2）的電流通路。反饋漏電流（IFB）固定不變時，R1的電流( lR1）隨著R1和R2值增加而減小。因此，分壓器電阻增加也就意味著進入反饋引腳的IR1漏電流百分比更大，並且R2的電流（1R2)降低，從而產生低於預期的反饋引腳電壓（ VFB )。我們將 VFB 同一個內部基準電壓比較，以此來設置輸出電壓，因此反饋電壓的任何一點誤差都會導致輸出電壓不精確。我們可以由基爾霍夫( Kirchhoff )電流定律推導出方程式1．其表明VFB為R1和R2的函數：
請注意，IFB在實際系統中並非固定不變，會因器件不異，並隨工作狀態變化。要想估算出漏電流引起的輸出電壓極端變化情況，需在計算中使用IFB的最大規定值
電阻式分壓器是轉換器的一個噪聲源。這種噪聲也稱作熱噪聲，分壓器使用大電阻值時，這種噪聲增加。
另外，大電阻會使更多噪聲耦合進入轉換器中。產生這種噪聲的源頭有很多，包括 AM 和 FM 無線電波、手機信號和 PCB 上的開關式轉換器或者 RF 發射器。噪聲甚至可以來自開關式DC/DC轉換器本身，特別是 PCB 布局方法不當時。由於電阻式分壓器連接反饋引腳，因此轉換器閉環增益會放大噪聲，從而出現在輸出端。要想降低對其他噪聲源的敏感性，設計人員可以使用更小的反饋電阻、更理想的電路板布局或者實施屏蔽。使用小反饋電阻的確可以降低噪聲敏感性，但代價是效率稍有降低。
理想狀態下，在使用網絡分析儀測量時，一個穩定的轉換器應有至少45°的相位裕量。這麼大的相位裕量降低甚至消除了輸出電壓振鈴，從而防止輸入電壓瞬態或者負載瞬態期間對電壓敏感型負載的破壞。
根據不同的控制拓撲，產品說明書可能會要求或者建議電阻式反饋網絡使用前饋電容（ CFF )。上圖顯示了這種裝置。給電阻式分壓器添加前饋電容可產生零點和極點，增加轉換器的相位裕量和交叉頻率，從而獲得一個更高帶寬、高穩定性的系統。具體數值可以參考規格書內如下表所示：
電阻式反饋分壓器或者網絡會影響 DC / DC 轉換器的效率、輸出電壓精確度、噪聲敏感度和穩定性。要想獲得具體產品說明書所列的性能，給反饋組件選擇使用產品說明書建議值非常重要。另外，有些時候系統要求可能會背離這些建議，以達到其他一些設計目標。在理解這些不同參數之間的優缺點以後，設計人員才能正確地選擇更大或者更小的電阻來滿足其應用需求。
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